如果電容的數值是恆定不變的，電壓與電荷就呈現簡單的線性關係。但是IGBT的閘極等效電容則不一樣，是非線性的。圖1給出了閘極電荷QG標廬值和閘極電壓UGE的關係，是分段線性的，而拐點發生在元件狀態改變時，最終驅動電壓到15V設計值，充電電荷到達E點。

圖中可以看到閘極電荷充電過程可以分成四個區域。

1. 在時間A處，閘極電荷處於累積模式。在時間段AB之間對電容CGE充電，UGE根據式(10.2)上升。在實際的應用之中，時間tA-B由閘極電阻(包括元件內部和外部電阻)和等效閘極電容決定，所以，CGE不是線性上升，而是按指數規律上升。

在絕大多數應用中，驅動電源是電壓源，因此在開通過程中，由於驅動電壓下降，閘極電流IG的增加取決於時間。用一個電流源取代電壓源驅動IGBT，可以實現UGE的線性增大，因此Q/U的梯度總是線性的。

2. 在時間B處，UGE到達了平帶電壓UFB，受電壓影響的MOS電容(屬於CGE的一部分)不再影響充電過程。這時相較於時間段AB，CGE的數值降低。相應地，閘極充電斜率上升。在時間段BC之間，閘極電壓UGE,B-C超過閘極閾值電壓UGE(TO)，所以IGBT開始工作。

平帶電壓UFB描述了在某一時間,閘極表面和下層半導體金屬氧化層(兩者之間有閘極氧化層隔離)之間的電位相同。這時,由於閘極電荷和半導體電荷互相抵消,半導體金屬氧化層的能帶是平的。

在A到C階段，驅動器在為CGE充電，電荷為QGE。

3. 在時間段CD，閘極的充電過程是由反饋電容CGC(也叫作密勒電容)決定的。這時，集-射極電壓UCE不斷降低，電流IGC透過CGC給閘極放電，這部分電流需要驅動電流IDirver來補償。這時閘極出現一個恆定的電壓，這個現象叫做密勒電壓或密勒平台。我們可以說驅動器在為CGC充電，電荷為QGC。

由於集極-射極之間的電壓變換率為負，所以CGC上的電流也負值，例如，集極-射極電壓由近似直流母線電壓UDC降為飽和電壓UCEsat。

選擇閘極電阻是設計閘極驅動電路的重要步驟。開通過程中功率開關管（如IGBT）的閘極透過閘極電阻充電至接近VVCC2，而關斷過程中利用閘極驅動器IC內部的源極和汲極電晶體向VVEE2放電。

基於MOSFET輸出的閘極驅動器輸出可簡化為動態電阻（RDS,source，RDS,sink），在開關過程中會出現壓降（VDS,source,VDS,sink）。

開通電阻的選擇要考慮兩個過程：

1. 在初始狀態，即時間tA時，閘極電位與VEE2腳位相同。在此階段，電源電壓VCC2-VEE2在內部閘極電阻RDS,source、外部開通閘極電阻RG,ON以及功率半導體開關內部閘極電阻RG,int之間分配。這是閘極驅動器需要輸出最大電流，要透過設計外部閘極電阻來保證合適脈衝電流值。

2. 在tC與tD之間，閘極電壓和閘極電流保持恆定，這時是在給閘極集電極電容CGC進行充電。這是功率電晶體開-通過程中的重要過程。上面提到的米勒平台，其持續時間由驅動電流的大小決定。因此，使用大平均電流的閘極驅動器可以實現更快的開通速度。在此平台時間內，集電極－射極電壓（VCE）會降至其飽和電壓。同時決定裝置C-E兩端的dV/dt，米勒平台越短，dV/dt越高。開通電阻RG,ON和米勒平台時間tON的關係如下：

其中QGC是圖1中C時刻到D時刻的充電電荷。如果有明確的米勒平台時間tON設計目標值，可以利用上面公式得出RG,on。

註：Vpl是米勒平台電平電壓

驅動器輸出側電源的電容器需要足夠大，以確保在功率開關開通時的電源電壓降在設計期望值內。這個值與QG有關，可以使用下列方程式初步估算電容器：

此處的IQ2代表閘極驅動器的拉（源）靜態電流，fsw是開關頻率，QG是功率電晶體的總柵極荷，而ΔVVCC是閘極最大電壓變化。考慮電容器和閘極電荷參數的誤差典型值，額外增加了20%的餘裕。

例如，如果以15kHz的頻率驅動閘極電荷為QG=160nC的英飛凌TRENCHSTOP™ IGBT4 IKW40N120H3為例，閘極驅動器輸出側靜態電流最大值為3mA（1ED3321），允許200mV的柵極電源變化，則為所需的最小電容變化: