驅動電路設計（九）

Apr . 2025

驅動電路設計（九）－閘極箝位

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驅動電路設計是功率半導體應用的困難點，涉及功率半導體的動態過程控制及裝置的保護，實踐性很強。為了方便實現可靠的驅動設計，英飛凌的驅動積體電路附帶了一些重要的功能，本系列文章將以雜談的形式講述技術背景，然後詳細講解如何正確理解和應用驅動器的相關功能。

現在市場上功率半導體裝置IGBT，MOSFET，SiC MOSFET和GaN，大都是電壓閘控元件，驅動起來比電流型雙極性電晶體BJT容易得多，只需要有限的電荷給閘極電容充電，但問題是很容易受干擾，除了米勒電流造成的耗通以外，由於其它種種原因，閘極電壓被抬高後，也會帶來短路風險導致損耗增加，甚至影響元件壽命，損壞閘極。

閘極箝位

前文《驅動電路設計（八）---米勒箝位雜談》已經提過，在功率元件開關過程中，由於C-E（D-S）間的dv/dt快速變化，會透過米勒電容產生位移電流，為閘極電容充電。這樣可能會抬高功率元件的閘極電壓，特別是關斷過電流和短路電流時。

IGBT短路時，其短路電流ISC短路電流是由閘極電壓決定的：

圖1. 柵極電壓、短路電流與最大短路時間之間的關係

因此，將閘極電壓限制在某一合理的最大值很重要，這樣可以使得短路電流的值不至於過大，不會超出最大的短路能量。圖1給出了某種1200V IGBT閘極電壓、短路電流和最大短路時間的關係。如果閘極鉗位能很好限制短路時最大的閘極電壓，那麼也就限制了最大的短路電流。

圖2a和2b給出兩種不同的閘極鉗位方法。首先，可以利用一個單向或雙向的TVS二極體接在IGBT VT1的閘極和射極之間。當閘極電壓超過TVS二極體的擊穿電壓後為低阻抗的通路，達到迅速洩放的目的。考慮誤差和溫度的影響，即：

圖2. 柵極鉗位

另一種閘極鉗位的方法是透過二極體VD2直接將閘極和驅動電源電壓連接，因此閘極電壓被限制在電源電壓加上二極體正向壓降之內。當驅動輸出級是軌對軌輸出時，箝位到電源是個好辦法。當電源電壓為+15V時，如果出現短路，閘極電壓可以有效地被限制在+16V以內。

圖3. 飛兆半導體的SMBJ5V0(C)A—SMBJ170(C)A系列TVS二極體資料手冊

圖4. 脈衝功率降額曲線

在選擇TVS管時，要注意擊穿電壓的最大值和最小值之間通常都會有一個較寬範圍，如圖3所截取的資料手冊所示。除了考慮最大值，還要考慮溫度的影響，一般擊穿電壓會隨溫度升高而增加，另外溫度升高後會使二極體的額定耗散功率降低，如圖4所示。

圖5. 蕭特基二極體與快恢復PN二極體的IR=f(UR,Tj)特性

在選擇電源箝位二極體時，必須確保在高溫下，二極體的漏電流或反向電流IR較低。如果反向電流太高，就成為驅動器電源不必要的負載，反向電流也會造成關閉狀態的功率元件閘極電壓的被抬高。這時，如果沒有RGE，驅動級對地具有高阻抗，甚至接近或超過功率元件的開通閥值電壓，在一些不利條件下，功率半導體會因為這樣的原因而寄生開通。

與PN接面二極體相比，肖特基二極體的正向電壓很低，因此非常適合用於電源箝位。而選用PN接面二極體後鉗位電壓至少為17V，特別是在BJT輸出的閘極驅動中，圖2a。當蕭特基二極體用於MOSFET推挽輸出級時，有可能把閘極電壓UGE箝在+15V，圖2b。

相較於PN接面二極體，肖特基二極體的缺點是它們在高溫時反向漏電流較高。因此必須根據其反向電流的特徵選擇合適的肖特基二極體。圖5a是快恢復PN二極體，圖5b為肖基特二極體的漏電流特性。注意蕭基特二極體的漏電流比矽快恢復二極體大很多。

設計上還有一個問題也很重要，為了不對閘極箝位產生影響，閘極電壓和電源之間的寄生電感應該盡可能的小，這也是功率元件應用的一般原則。

閘極鉗位也不適合用於每個週期的正常開關製程。箝位時，驅動級電流會有一部分注入鉗位二極體，這會造成驅動負載不必要的增加。所以在選擇裝置時，應確保其VRWM（最大反向工作電壓）不低於且盡可能接近於被保護線路的正常最大工作電壓，比如說15V。