由於第四橋臂的引入，對比三相三橋臂變換器，負載相電壓的電平數從五個(±2Udc/3, ±1Udc/3, 0)降低到三個(±Udc, 0)，因此自然的，相同電路參數下，輸出電流的諧波畸變度將會更大，下圖所示為相同開關頻率，相同濾波器參數以及輸出相同電流有效值情況下，兩種拓撲的負載電壓電流波形與電流THD對比，三相四橋臂變換器輸出電流諧波含量明顯更高。 （參考連結：三相四線變換器拓撲與原理簡介）因此，為了滿足電能品質要求，可能需要進行拓撲多重化或多電平拓撲的應用，這將會顯著增加功率裝置成本，此時在三相四橋臂變換器中應用SiC MOSFET將會是更好的選擇，無需增加更多功率元件，利用其高頻開關的特性來優化諧波性能，同時更低的損耗和更高的轉換效率結合儲能系統也可帶來可觀的經濟效益。

在導通特性方面，由於IGBT的PNP+NPN結構，在集電極側產生額外的PN結電壓，因此其輸出特性會包括來自PN結的轉折電壓降，而SiC MOSFET的輸出特性曲線在到達飽和區之前則類似於正比例直線，這使得在低電流區域，SiC MOSFET的導通損耗顯著更小，如圖3所示。此外，SiC MOSFET可以反向導通，電流通過溝道從源極流向集電極，其導通電阻非常小。因此，在實際應用中，建議使用這種同步整流模式，盡量減少死區時間可以幫助減少體二極體的導通時間，進一步減少導通損耗。

在開關特性方面， SiC材料具有比Si材料更高的電子漂移速度，同時由於SiC MOSFET的單極導電特性，相較於IGBT，關斷時不存在拖尾電流現象，因此關斷損耗大大降低。由於SiC二極體非常小的反向恢復能量，SiC MOSFET的開通損耗也遠小於Si IGBT。如圖3所示， SiC MOSFET在相同電流下表現出顯著較低的開關損耗和較低的溫度相關性。

透過PLECS模擬定量比較IGBT應用於T-NPC 三相四橋臂變換器和SiC MOSFET應用於兩電平三相四橋臂變換器的性能差異，以工商業PCS離網放電工況為例，分別在負載平衡和不平衡情況下進行比較。結果表明，在相同的相電流THD指標下，SiC解決方案在損耗、效率、濾波電感參數減少、系統簡化等方面具有優勢。

以額定功率125kW PCS為例，對於兩電平SiC方案，應用IMZA120R030M1H 6並聯，對於T-NPC IGBT方案，垂直管採用IKY75N120CH7 6並聯，橫管採用IKZA75N65EH7 6並聯，其他條件如下表所列:

(1) 負載平衡，110%長期過載工況下，IGBT受限於開關損耗，開關頻率通常小於20kHz。為了達到相同的總諧波失真（THD），以THD=3.15%為例，兩電平SiC方案的濾波電感為142uH，而T-NPC方案的濾波電感則需增加223uH。對於SiC方案，單一SiC MOSFET的損耗約為36.3W，最大結溫為132.3℃，PCS效率達到99.03%（僅考慮功率半導體損耗）。對於T-NPC IGBT方案，豎管（如T1）是損耗最高的功率裝置，單一IGBT的損耗約為35.5W，由於晶片尺寸更大，最高結溫為116.5℃，但整體效率低於前者，為98.58%。因為三相負載平衡，N線電流非常小，第四橋臂功率元件的損耗非常低。

綜上，在三相負載平衡條件下，應用兩電平SiC方案可簡化電路拓撲，功率元件數量減少50%，相同相電流THD下，濾波電感值減少36%，效率提升約0.5%。

(2) 100%負載不平衡工況表示某一相與第四橋臂共同構成單相輸出，其餘兩相不工作。模擬以110%過載條件下單相全功率輸出為例，即單相輸出功率為：

對於兩電平SiC方案，T1/T2和T7/T8的損耗相當，分別為34.5W和34.3W。但是，它們的最大結溫相差6℃，分別為129.8℃和123.8℃，如圖8所示。這是因為第四橋臂相當於輸出三倍頻成分，反映在功率元件上為較小的結溫波動。對於三電平IGBT方案，以A相為例，豎管T1/T4的損耗與三相負載平衡條件相同，為35.3W，最高結溫為116.2℃。然而，在100%不平衡條件下，第四橋臂的橫管導通時間較長，T14/T15的損耗為19.0W，D14/D15的損耗為19.5W，且導通損耗佔較大比例。因此模擬中第四橋臂橫管會成為結溫最高點，為128.5℃。整體來看，在100%不平衡負載工況下，兩種方案的最高結溫差異很小。